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【公開番号】特開２００５−１７６５９９（Ｐ２００５−１７６５９９Ａ）
【公開日】平成１７年６月３０日（２００５．６．３０）
【発明の名称】電流共振型インバータ回路
【要約】 （修正有）
【課題】電源の利用効率が高い電流共振型を提供することによって、より高効率なインバータ回路を得る。
【解決手段】電流共振型のインバータ回路は昇圧トランスを有し、該昇圧トランスの二次側巻線側は該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと二次側回路に存在する容量成分との間で共振回路を構成し、該昇圧トランスの一次巻線の一端は電源側に接続され、該一次巻線の他の一端は電流トランスの一次巻線を介してスイッチ・スナバ（Switched
snubber）回路に接続され、該スイッチ・スナバ回路は互いに極性の異なる一対のトランジスタで構成され、該一対のトランジスタのベース（ゲート）同士は接続されて該電流トランスの二次巻線に接続され、該一対のトランジスタの一方のコレクタは該電流トランスの一次巻線に接続され、他方のトランジスタのコレクタはコンデンサを介して該電流トランスの一次巻線に接続される。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流共振型のインバータ回路は昇圧トランスを有し、該昇圧トランスの二次側巻線側は該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと二次側回路に存在する容量成分との間で共振回路を構成し、該昇圧トランスの一次巻線の一端は電源側に接続され、該一次巻線の他の一端は電流トランスの一次巻線を介してスイッチ・スナバ（Switched
snubber）回路に接続され、該スイッチ・スナバ回路は互いに極性の異なる一対のトランジスタで構成され、該一対のトランジスタのベース（ゲート）同士は接続されて該電流トランスの二次巻線に接続され、該一対のトランジスタの一方のコレクタは該電流トランスの一次巻線に接続され、他方のトランジスタのコレクタはコンデンサを介して該電流トランスの一次巻線に接続されることを特徴とする電流共振型インバータ回路。
【請求項２】
前記電流トランスの一次巻線の位置を入れ替えた請求項１記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項３】
前記電流トランスを電流検出手段と増幅回路に置き換えた請求項１又は２記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項４】
前記極性の異なる一対のトランジスタを極性が異なる一対の電界効果トランジスタに置き換えた請求項１〜３のいずれかに記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項５】
前記昇圧トランスの二次側回路の容量成分に含まれる補助的な共振容量と該補助的な共振容量に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の出力を受けて切り替えタイミングを決定するスイッチング手段を有し、該スイッチング手段は該昇圧トランスの一次側巻線を駆動し、該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと該補助的な共振容量を含む容量成分が直列共振回路を構成し、該直列共振回路の共振周波数において自励発振をする請求項１〜４のいずれかに記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項６】
前記スイッチング手段をスイッチ・スナバ回路で構成した請求項５記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項７】
前記昇圧トランスの二次巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の出力を受けて切り替えタイミングを決定するスイッチング手段を有し、該スイッチング手段は該昇圧トランスの一次側巻線を駆動し、該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと前記補助的な共振容量を含む容量成分が直列共振回路を構成し、該直列共振回路の共振周波数において自励発振をする請求項１〜４のいずれかに記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項８】
前記スイッチング手段をスイッチ・スナバ回路で構成した請求項７記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項９】
前記昇圧トランスの一次巻線を一つのチョーク・コイルに置き換え、該昇圧トランスの漏れインダクタンスをもう一つの他のチョーク・コイルに置き換えた請求項１〜８のいずれかに記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項１０】
前記インバータ回路は放電管の管電流の検出機構を有し、該管電流の検出機構は該管電流が大きくなる際には負電位が大きくなるように構成され、該負電位は一対の逆極性のトランジスタで構成されるスイッチ・スナバ回路のゲート電極に与えられることにより電力制御を行うための管電流帰還回路を構成する請求項１〜９のいずれかに記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項１１】
前記インバータ回路を主インバータ回路とし、これと一対をなす従インバータ回路を有し、該一対のインバータ回路の一方は放電管の電極の一方に接続され、該従インバータ回路は該放電管の他方の電極に接続されることによって、該従インバータ回路は主インバータ回路に対して自動的に同期発振する請求項１〜１０のいずれかに記載の電流共振型インバータ回路。
【請求項１２】
前記インバータ回路は、電流共振型回路、ゼロ電流検出型自励発振回路である請求項１〜１１のいずれかに記載の電流共振型インバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は本願発明者の発明に係る特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）発明の利用発明又はその技術的趣旨の利用に係り、特に、熱陰極蛍光管、冷陰極蛍光管（ＣＣＦＬ）（Cold
Cathode Fluorescent Lamp）、外部電極冷陰極管（ＥＥＦＬ）（External Electrode Fluorescent
Lamp）、ネオン灯などの容量性を有する光源用の電流共振型インバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、面光源の用途は広がり、広告表示装置やパソコン用表示装置だけでなく、液晶テレビジョンなどに用途が拡大している。
【０００３】
また、これらの面光源を駆動するインバータ回路には小型で、かつ高効率であることが求められている。
【０００４】
ここで、近年の冷陰極管用インバータ回路の変遷と特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）発明との関係を述べると以下のとおりである。
【０００５】
従来、冷陰極管用インバータ回路は、古典的な回路として、図２４に示すようなコレクタ共振型回路が広く用いられていた。これを別名、Royer回路と呼ぶことがあるが、正式なRoyer回路の定義は、トランスを飽和させてスイッチング動作の反転を行うものであって、コレクタ側の共振を利用して反転動作を行うものはコレクタ共振型回路と称するか、或いは、Royer回路と区別してコレクタ共振型Royer回路と称することが望ましい。
【０００６】
ところで、当初の冷陰極管用のインバータ回路は二次側回路の共振手段を全く利用しないものであって、昇圧トランスには漏れインダクタンスが少ない、いわゆる閉磁路型トランスが用いられていた。この時代背景において当業者における認識として、いわゆる閉磁路型トランスというのは漏れインダクタンスの少ないトランスを意味するものである。また、インバータ回路における昇圧トランスの漏れインダクタンスに対する認識は、トランス二次側の出力電圧を下げるものであり、好ましいものではないものとされ、できる限り少ないことが望ましいものとされていた。
【０００７】
その結果、この時代背景におけるトランスの二次側回路の共振周波数はインバータ回路の動作周波数とは無関係であり、インバータ回路の動作周波数に影響を与えないように、二次側回路の共振周波数はインバータ回路の動作周波数よりも遥かに高い周波数に設定されていたものである。また、バラストコンデンサＣｂは管電流の安定化のために必須のものである。
【０００８】
次に、冷陰極管用インバータ回路としては、図２５に示されているものが知られているが、それは特開平７−２１１４７２号公報に開示されているものであって、当該回路は、図２６に示すように、二次側回路の共振周波数が一次側回路の発振周波数の３倍である、いわゆる３倍共振型回路と呼ばれて普及した。この場合に使用される昇圧トランスは漏れインダクタンス値をある程度大きくしたものが適する。
【０００９】
この場合、図２７の説明図に示すように、インバータ回路の発振周波数と３次の高調波が合成されて台形の波形が生成される。
【００１０】
そして、実際の３倍共振型回路の冷陰極管に流れる電流は、図２８に示すような波形を呈する。
【００１１】
この場合の昇圧トランスの呼称には混乱がある。当業者の間で言うところの、いわゆる閉磁路トランスと称して良いものであるか否は議論があり、呼称の定義が曖昧となっている。磁路構造が閉じながら磁束漏れの多い状態をどう記述すべきかの問題がある。これらの用語は上記のような状態を想定した専門技術用語ではないという問題が依然存在する。
【００１２】
実際のいわゆる3倍共振に用いられるトランスの形状は、図２９に示されているように扁平なものであって、磁路構造が閉じていながら従来のものに比べて相当磁束漏れが大きくなっている。即ち、大きな漏れインダクタンス値を持っている。
【００１３】
いずれにせよ、この技術思想は、昇圧トランスの漏れインダクタンス値をある程度大きくすることにより、その漏れインダクタンスと昇圧トランスの二次側に構成される容量成分との間で共振回路を構成するものであって（図２５）、この共振周波数をインバータ回路の動作周波数の３倍の周波数に設定することにより、二次側回路に３次高調波を発生させて（図２６）、管電流波形を台形波状（図２７）とするものである。この場合のバラストコンデンサＣ２はバラストコンデンサでありながら共振コンデンサの一部として機能する。
【００１４】
これによって、特開平７−２１１４７２号公報に開示されているように、インバータ回路の変換効率はかなりの改善が見られ、その上、昇圧トランスもより小型化になった。また、この３倍共振の技術思想は、近年ないし現在におけるコレクタ共振型の冷陰極管用インバータ回路の基本となっており、現在普及しているコレクタ共振型インバータ回路の大半の相当数において当該の技術が利用されていると言っても過言ではない。
【００１５】
次に、本発明の基礎となる特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）の発明が開示されたことにより昇圧トランスはさらに劇的な小型化と高効率化を実現した。当該発明は１９９６年頃から広く実施され始め、ノート型パソコンのインバータ回路の小型化と高効率化に大きく貢献している。これはインバータ回路の動作周波数と二次側回路の共振周波数とをほぼ一致させる発明であって、前記３倍共振における昇圧トランスの漏れインダクタンス値をさらに大きくすると同時に二次側回路の容量成分を大きくすることによって実現される。
【００１６】
この技術は、インバータ回路を二次側回路の共振周波数付近で動作させた際に、昇圧トランス一次巻線に流れる励磁電流が少なくなる効果を利用したものであり、トランス一次巻線側から見た力率が向上し、昇圧トランスの銅損が減少するというものである。
【００１７】
同時に、当該発明の開示後、一次側回路の駆動手段としては、コレクタ共振型による従来回路の他に、以下に示す固定周波数の他励型駆動手段、及び、一次側巻線のゼロ電流を検出して切り替えるゼロ電流スイッチング型の駆動手段など多数の駆動手段が用いられている。これら一連の周辺技術は、いずれも、当該発明とは密接な関係にあり、当該発明における二次側回路の共振技術の普及に寄与している。
【００１８】
これらの一連の冷陰極管用インバータ回路に関する背景技術の変遷を、昇圧トランスの漏れインダクタンス値の視点から見れば、これらは、図３０に示すように、インバータ回路の世代が新しくなるとともに昇圧トランスの漏れインダクタンス値も大きくなり、同時に、二次側回路の共振周波数が低くなっていった歴史であったと見なすことができる。
尚、図３０は、時代とともにインバータ回路の駆動周波数foと二次側回路の共振周波数frとの関係が変遷してきたことを説明する説明図である。
【００１９】
そして、インバータ回路の高効率化と小型化は、昇圧トランスの改良とその駆動周波数を適切に選ぶことにより実現されるものである。これについては、本発明の発明者の発明に係る特開２００３−１６８５８５（米国特許６，７７４，５８０
Ｂ２）公報において図３１（駆動手段側から見た力率改善の手法を説明する説明図である。横軸は周波数、θは昇圧トランス一次巻線の電圧位相と電流位相の位相差を示している。θがゼロに近づくほど力率が改善されることを示す。）に示す如き説明図とともに駆動手段側から見た高効率化の手法を詳細に開示している。
【００２０】
ところが一方で、米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号及び特開昭５９−０３２３７０号公報で示されているように、高効率のインバータ回路はゼロ電流スイッチング手段によってもたらされるとする技術思想が当業者の間で根強く唱えられている。
【００２１】
しかしながら、これらの技術思想は、昇圧トランスの力率改善効果の視点を欠いたものであり、高効率の由来をスイッチングトランジスタの発熱低減にあるものとする点で正しくない。
【００２２】
以下にこれを詳しく説明する。
ゼロ電流スイッチング手段はインバータ回路の電力制御手段の一つであり、代表的なものとしては、図３２に示される如きゼロ電流スイッチング型の回路例が米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号及び特開昭５９−０３２３７０号公報に開示されるものである。また、本発明の発明者も特開平８−２８８０８０号公報において同様の技術を開示している。この技術を米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報をもとに説明すれば以下のようになる。
【００２３】
米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報には、図３３に示すような従来のゼロ電流スイッチング型回路の動作を説明する説明図がＦｉｇ．１１で示されており、また、Ｆｉｇ．１１Ａ，Bは電力制御を全く行っていない状態、Ｆｉｇ．１１Ｃ，Dは電力制御を行った状態、Ｆｉｇ．１１Ｅ，Ｆは電圧実効値の位相が電流実効値の位相よりも進んだ状態でゼロ電流スイッチング動作をさせようとした場合が示されている。また、図３４に示すような図面がＦｉｇ．１２で示されており、Ｆｉｇ．１２Ａ，Ｂはゼロ電流スイッチング動作ではない制御の一例を示している。
【００２４】
前記図３３において、Ｆｉｇ．１１Aは駆動電力が最大の場合のトランス一次巻線の電圧を示しており、Ｆｉｇ．１１Bはその場合のトランス一次巻線に流れる電流を示している。ゼロ電流スイッチング手段の場合は、電流のゼロになるタイミングを検出して駆動手段のスイッチングを行うものである。最大電力の場合、即ち流通角を１００％にして電力制御を全くしない場合には、トランス一次巻線に与えられる電圧位相の実効値と電流位相の実効値との間には必然的に位相差がなくなる。このことは即ち力率が良好であることを意味する。
【００２５】
次に、前記図３３に示すＦｉｇ．１１Cは駆動電力を制御するために流通角を小さくした場合のトランス一次巻線の電圧を示している。そして、Ｆｉｇ．１１Dはその場合のトランス一次巻線に流れる電流を示している。この図３３において、駆動手段のスイッチングトランジスタがONとなるのは電流がゼロになるタイミングである。しかし、一方、スイッチングトランジスタがOFFとなるのはゼロ電流のタイミングではない。この場合、トランス一次巻線に与えられる電圧の実効値の位相とトランス一次巻線を流れる電流の実効値の位相との間に位相差が生じる。その結果、この場合の力率は良好ではない。
【００２６】
一方、前記図３４において、Ｆｉｇ．１２Aは同じように流通角を制限して電力制御をしたものであるが、ゼロ電流スイッチング手段を無視してトランス一次巻線における電圧の実効値の位相と、トランス一次巻線に流れる電流の位相を均しくなるように制御している。この場合、トランス一次巻線側から見た力率は実は良好であって昇圧トランスの発熱は少ない。しかし、これはゼロ電流スイッチング手段ではない。
【００２７】
ここで、ゼロ電流スイッチング手段は、インバータ回路の高効率をもたらすという技術思想に矛盾が生じる。米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号発明の技術思想、即ち、ゼロ電流スイッチング手段においては、前記図３４に示すＦｉｇ．１２Ａ，Ｂのような状態について、インバータ回路の変換効率が良くないものとして排除しているものである。
【００２８】
尚、前記図３４に示すＦｉｇ．１１Ｅ，Ｆは、電圧実効値の位相が電流実効値の位相よりも進んだ状態でゼロ電流スイッチング動作をさせようとした場合を説明する説明図であり、また、Ｆｉｇ．１２Ａ，Ｂはゼロ電流スイッチング動作ではない制御の一例を示す説明図である。
【００２９】
しかしながら、本願発明者が比較実験したところによれば、前記図３３に示すＦｉｇ．１１Ｃ，Ｄの制御方法よりも前記図３４に示すＦｉｇ．１２Ａ，Ｂの制御方法の方が明らかにインバータ回路の変換効率は高い。
【００３０】
結論として、ゼロ電流スイッチング手段がインバータ回路に高効率をもたらすというのは誤りである。そのような誤解が生じた背景は以下のとおりである。
【００３１】
ゼロ電流スイッチング手段のうちで、特に電力制御を全く行わない場合に限って、昇圧トランスの一次巻線の電圧位相と電流位相との間に位相差が必然的になくなる。そのために昇圧トランスの力率が改善され、トランス一次巻線に流れる電流が減るとともに、スイッチングトランジスタに流れる電流も最小となり、その結果、昇圧トランス一次巻線の発熱とスイッチングトランジスタの発熱が減り、インバータ回路の効率が改善されるものである。これを、ゼロ電流スイッチング手段により高効率がもたらされたものと誤認したものと考えられる。
【００３２】
米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報におけるＦｉｇ．１１Ａ，Ｂのような状態は全く電力制御を行わない場合であって、この場合の動作状態は一般的な電流共振型の動作状態と等価なものとなる。即ち、高効率のインバータ回路はゼロ電流スイッチング手段によりもたらされるものではなくて、実は従来の電流共振型手段によりもたらされるものであったということである。
【００３３】
電流共振型のインバータ回路は熱陰極管点灯用としては公知であって、例えば、図３５に示すような回路が一般的に用いられている。このような電流共振型回路は基本回路の構成のみでは調光手段がない。そこで、電流共振型回路において調光を行う場合は、前段にＤＣ−ＤＣコンバータ回路を設けて調光する。
【００３４】
図３６は、従来の電流共振型回路と前段にＤＣ−ＤＣコンバータ回路と本発明の発明者が発明した漏洩磁束型トランスとを組み合わせた冷陰極管用インバータ回路の調光回路の例である。この例では、トランジスタQs、インダクタンスLc、ダイオードDs、コンデンサCvによりＤＣ−ＤＣコンバータ回路を構成している。
【００３５】
一方、電流共振型回路そのものを改良して調光する手法も提案されている。図３７は本発明の発明者が特開平８−２８８０８０号公報に開示する調光回路であって、タイマ回路１０，１１はゼロ電流を検出し一定の時間経過後、周波数制御回路１２はスイッチング素子２，３をOFFする。タイマ回路１０，１１はＲＳフリップフロップであって、ゼロ電流でセットされ、一定時間後にリセットされる。これは、ゼロ電流を検出してスイッチング手段をＯＮした後、一定時間後にスイッチング手段をＯＦＦする方法により調光するものである。
【００３６】
同様の手法が、米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報のＦｉｇ．９でも開示されている。それは図３８に示すとおりの回路図であって、ＲＳフリップフロップ１７２はゼロ電流でセットされ、一定時間後にリセットされる。米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報も特開平８−２８８０８０号公報もゼロ電流を検出してスイッチング手段をＯＮすると同時にＲＳフリップフロップをセットし、一定時間経過後リセットすることによってスイッチング手段をＯＦＦするものである。どちらも電流共振型回路のスイッチング手段に調光機能を持たせるもので、調光時には電圧実効値の位相よりも電流の位相が遅延するという特徴を持つものであり、全く同一の技術思想であるとともに、実現の方法においてもほぼ同一である。
【００３７】
本願発明者が自ら知るところでは、特開平８−２８８０８０号公報によって調光を行うと、冷陰極管あるいは熱陰極管を相当暗いところまで制御した際に、スイッチング手段のトランジスタに流れる電流が多くなり、発熱することを確認している。
【００３８】
いずれにしても、インバータ回路の高効率の由来は電流共振型にあることが明らかであるために、本願発明者は、特願２００４−３１８０５９の発明において、図３９の電流共振型の放電管用インバータ回路を開示した。
【００３９】
次に、近年は液晶テレビ用バックライトなど、多数の冷陰極管、外部電極冷陰極管EEFLなどを並列駆動するための大電力のインバータ回路が求められているが、インバータ回路のハイパワー化とローコスト化の手段として商用電源からPFC回路（力率制御回路）を介して得られる直流電源（一般的には400V程度が用いられる）を用いて、直接、インバータ回路を駆動しようとする試みが数多くある。
【００４０】
しかし、液晶テレビ用バックライトに用いられる冷陰極管は長さが長く、定常放電電圧も１６００Ｖを超えるものも多い。これらの冷陰極管を点灯させようとした場合、従来の電流共振型回路はハーフ・ブリッジ型回路で構成されていたため、直接商用電源でインバータ回路を駆動して冷陰極管を点灯させることには困難がある。
【００４１】
そこで、例えば、米国特許第６１８１０７９号に開示される例などでは、ＰＦＣ回路の出力から昇圧トランスを経て昇圧した後に得られる高電圧をスイッチングすることにより電流共振型回路で冷陰極管を点灯させていた。
【特許文献１】特許第２７３３８１７号明細書
【特許文献２】特開昭５９−０３２３７０号公報
【特許文献３】特開平７−２１１４７２号公報
【特許文献４】特開平８−２８８０８０号公報
【特許文献５】特開２００３−１６８５８５公報
【特許文献６】米国特許第５４９５４０５号明細書
【特許文献７】米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号明細書
【特許文献８】特願２００４−３１８０５９明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４２】
従来の電流共振型回路はハーフ・ブリッジ型が主流であって、これらは主に熱陰極管用の点灯装置としては公知である。これを冷陰極管点灯用に応用したインバータ回路の一例を図４０に示す。
【００４３】
しかしながら、ハーフ・ブリッジ型回路は電源電圧の利用効率が悪い。トランス一次巻線に与えられる電圧を示すと、図４１のハーフ・ブリッジ型回路の電源電圧の利用効率を説明する説明図のようになる。即ち、ハーフ・ブリッジ出力段の電圧の波形とその実効値電圧をErに示すが、矩形波のEsは電源電圧の1/2となり、これは実効値の交流電圧に換算しても同様である。
【００４４】
次に、特開昭５９−０３２３７０号公報に開示されるようなゼロ電流スイッチング手段によって電力制御を行い、冷陰極管の調光を行う場合は、調光した際の力率があまり良くない。また、さらに、ハーフ・ブリッジ構成であるために低い電源電圧には対応できず、低い電源電圧においては特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）公報に開示する力率改善効果を十分に活用することが難しい。
【００４５】
一方、特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）公報記載の技術的趣旨を実施するための駆動手段として、発振回路を容量Ｃと抵抗Ｒで構成する固定周波数の発振回路とし、固定周波数による他励型駆動手段を用いる場合が多いが、この場合、量産時において、組立方法による寄生容量のバラツキなどにより、二次側回路の共振周波数がずれたり、或いは、部品定数のバラツキなどにより一次側の駆動回路の駆動周波数がずれたりする場合がある。そのようになると、力率改善効果が現れる最適な共振周波数で常に駆動することが難しくなる。
【００４６】
二次側回路の共振周波数と一次側回路の駆動周波数とがずれるとインバータ回路の効率を極度に悪化させる。このようなことから、固定周波数の他励型駆動手段を用いる場合には二次側回路の共振回路のQ値を低くしてブロードな共振特性とし、周波数ずれに対処していた。そのような理由から固定周波数の他励型駆動手段においては二次側の共振回路のQ値を高くすることが難しかった。
【００４７】
一方、従来の電流共振型回路により、Q値の低い二次側の共振回路を駆動しようとすると、発振の継続が難しくなるという現象がある。したがって、電流共振型により駆動する場合はQ値があまり低くならないよう配慮する必要があった。
【００４８】
しかしながら、一般的な冷陰極管用の昇圧トランスは二次側共振回路のQ値は決して高く設定されていない。つまり、Q値を高く設定するという技術的思想が本発明の出願時点において、当業者の間で公知であるとは言えないためである。
【００４９】
そのため、市販の固定周波数駆動用の昇圧トランスに対応するために、一次側のカップリングコンデンサＣｃの値を小さくして、昇圧トランス一次巻線側の漏れインダクタンスと共振させることにより、カップリングコンデンサＣｃを共振に関与させて発振の安定的な継続を確保していた。しかしながら、これらの対策は昇圧トランスが発熱しやすいという問題を抱えている。
【００５０】
次に、インバータ回路のハイパワー化とローコスト化の手段として商用電源からPFC回路（力率制御回路）を介して得られる直流電源（一般的には400V程度が用いられる）を用いて、直接、インバータ回路を駆動しようとする試みの問題点について検討する。例えば、米国特許第６１８１０７９号公報に開示される例などでは、ＰＦＣ回路の後に昇圧トランスを配置して400Vよりも更に高い直流電圧を得た後、この直流電圧をハーフ・ブリッジ型のスイッチング回路を介して直列共振回路（Parallel
loaded serial resonance
circuit）を駆動してさらに昇圧し、冷陰極管を点灯させている。
【００５１】
しかしながら、この場合にもハーフ・ブリッジ型回路では電源の利用効率が悪いために、放電電圧の高い冷陰極管を直接点灯させるには至っていない。
【００５２】
ＰＦＣ回路の出力であるＤＣ４００Ｖにより、直接、このような冷陰極管を点灯させることを可能にするためには、直列共振回路のＱを高く設定して昇圧比を高くしなければならない。具体的には管電圧１６００Ｖの冷陰極管を並列点灯させるためには以下の計算式により高いＱ値が必要なことがわかる。
Ｑ＝１６００Ｖ（４００Ｖ／２）＝８
ＤＣ４００Ｖから冷陰極管を点灯させるためには少なくともＱ値は８〜１０という値が必要なことになる。
【００５３】
このようなことから電源の利用効率が高い電流共振型の回路方式が求められていた。
【００５４】
また、従来のゼロ電流スイッチング方式による電力制御方法は、電力制御を行った場合の力率が悪化する。それは以下の理由からである。
前記図３８のような従来型のゼロ電流スイッチング型回路において、昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧と電流との関係を模式的に示すと図４２、図４３のようになる。
【００５５】
トランス一次巻線側の電流は、実際にはこれほど模式的な正弦波にはならない。電圧波形は電流のゼロポイントを検出して立ち上がる。スイッチング手段のONのタイミングはゼロ電流であるが、OFFのタイミングはゼロ電流ではない。
【００５６】
この電圧波形を実効値にしたものが破線で示す波形である。この図４２からも解るとおり、電圧実効値の位相よりも電流の位相の方が遅延する。これは力率が悪いということであり、ゼロ電流スイッチング手段の場合、電力を制御した場合の無効電流が多くなることによって昇圧トランス一次巻線の銅損が増加してインバータ回路の変換効率が悪化する。
【００５７】
次に、ゼロ電流スイッチング手段の場合に力率が低下する作用について計算図表を参照して説明する。ゼロ電流スイッチング手段の場合、図４３のように流通角を狭くした場合の力率が特に悪い。それは電圧に対する電流の位相遅延が激しいからである。
【００５８】
これをさらに詳しく見ると、次のようになる。
電圧実効値波形の位相に比べて電流波形の位相がどれだけ遅延するかについて、遅延角と流通角（デューティー比）との関係を見ると、単純な反比例関係になる。図４４はその様子を図にしたものである。
【００５９】
前記図４４は流通角の変化に伴って電圧実効値の位相と電流の位相とがどのように変化するかを算出した図であって、例えば、流通角が２５％の場合には、電圧に対する電流の遅延角が６７．５ｄｅｇ．であることを説明している。この図４４より、流通角（デューティー比）を２５％とした場合の電圧に対する電流の位相遅延は概ね６７．５ｄｅｇ．と求められる。
【００６０】
そして、図４５のように、ゼロ電流スイッチング回路においてはこの遅延角に該当する周波数と位相特性との交点がインバータ回路の動作周波数となる。したがって、ゼロ電流スイッチング回路においては電力制御を行った際の動作周波数の変動が避けられない。
【００６１】
次に、力率について検討した図が、図４６、図４７である。
【００６２】
図４６において、一次側換算した負荷電流をaとすれば、励磁電流はtanθで表され、トランス一次巻線の電流は1/cosθ（力率の逆数）で表される。
【００６３】
図４７は力率について検討する場合のトランス一次側換算負荷電流、励磁電流、トランス一次巻線電流の関係を表す説明図であって、遅延角が大きい場合、励磁電流が多く流れて無効電流が多くなることを説明している。
【００６４】
前記図４７において、合成電流比とは1/cosθ（力率の逆数）のことである。これを電圧実効値の位相に対する電流位相の遅れを電流遅延角θとして1/cosθ（力率の逆数）との関係を図に表したものである。負荷電流に対して何倍のトランス一次巻線電流が流れるのかを図４７より検討すると、次のようになる。電圧実効値の位相に対する電流の位相が６７．５ｄｅｇ．遅延した場合のトランス一次巻線の電流は全く遅延しない場合に比べて２．６１倍もの電流が流れる。そのため力率が非常に悪く、銅損の増加によりトランス一次巻線の発熱が多くなり、また、同様の理由によりスイッチング手段のトランジスタの発熱も多くなることがわかる。
【００６５】
つまり、ゼロ電流スイッチング手段を用いて電力を制御する場合、米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号、特開平８−２８８０８０号あるいは特開昭５９−０３２３７０号の各公報に開示されている流通角制御手段により電力制御を行うことは力率改善の視点から見れば以下のように結論付けられる。
【００６６】
流通角が広い状態、即ち、電圧実効値位相に対する電流位相の遅延が少ない状態においてはインバータ回路の変換効率は良好である。しかし、流通角が小さい場合は電流位相の遅延が大きく、そのために力率が悪くなり、トランス一次巻線を流れる電流が多くなることによってインバータ回路の変換効率が悪化する。特に、流通角が狭く、電流位相の遅延が９０ｄｅｇ．に近づくにしたがって急激に無効電流が増え、著しく効率が悪化する。
【００６７】
このような状態は、具体的にはゼロ電流スイッチング手段をノート型パソコンに適用した際にＡＣアダプタを使用する場合は最も電源電圧が高くなるが、その条件下において、電力制限をして液晶画面を暗くした場合などに電流位相の遅延が最も大きくなる。この場合、実際にインバータ回路の著しい発熱を伴うものである。
【００６８】
さらに、ゼロ電流スイッチング手段により電流制御を行う場合、インバータ回路の動作周波数の変動が避けられないという問題も存在する。
【００６９】
ここで明らかなことは、電力制御をした状態において効率の良いインバータ回路を構成するためには、ゼロ電流スイッチングという技術的思想が必ずしも必須なものではない。それどころかむしろ有害である。変換効率の良いインバータ回路を構成するためには上記の技術思想を排除し、昇圧トランス一次巻線における力率が最も良くなる方法を採用する必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００７０】
本発明は、以上の如き観点に鑑みてなされたものであって、電源の利用効率が高い電流共振型を提供することによって特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）の技術的趣旨を反映して、より高効率なインバータ回路を提供しようとするものである。
【００７１】
また、直列共振回路（Parallel
loaded serial resonance
circuit）により冷陰極管を点灯させるための電源電圧の利用効率の高いインバータ回路を提供しようとするものである。
【００７２】
また、電力制限を行なった際においても力率の改善効果を害することなく、特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）の技術的趣旨を反映する、より高効率なインバータ回路を提供しようとするものである。すなわち、電力制御を行なう際、トランス一次側電圧の実効値の位相と電流位相とを等しく制御することにより力率を悪化させずに電力制御を行おうとするものである。
【００７３】
具体的には、電流共振型のインバータ回路のスイッチング手段をスイッチ・スナバ回路とすることで電源電圧の利用効率の高いインバータ回路を提供しようとするものである。
【００７４】
また、電流共振型のインバータ回路の電流検出手段において、共振回路の共振コンデンサに流れる電流を検出することで、あるいは、トランスの二次巻線に流れる電流を検出することで、高いＱ値に対応するインバータ回路とするとともに、低いＱ値に対しても安定したインバータ回路を提供するものである。
【００７５】
また、電力制御を行う場合においては、昇圧トランス一次巻線側から見た駆動電圧の実効値の位相と流れる電流の位相との間の位相差を少なくすることにより、力率の良い駆動を行おうとするものである。
【００７６】
また、インバータ回路を一対のマスター（主）回路とスレーブ（従）回路で構成することにより、点灯に高電圧を要する放電管を両側高圧駆動によって点灯を容易にしようとするものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７７】
まず、本件における共振回路とは図１に示すもの、または、昇圧トランスの漏れインダクタンスをチョークコイルに置換えたものである。図１において、二次側回路の容量成分Ｃｗ、Ｃａ、Ｃｓは合成されて共振容量となり、漏れインダクタンスＬｓとともに昇圧トランスの二次側の共振回路を構成する。この場合のＺは放電管のインピーダンスである。この場合、Ｅi＝Es・k・N2/N1、kは結合係数、N1,N2はトランスの一次巻線、二次巻線の巻数である。
【００７８】
そして、インバータ回路の発振周波数は、この二次側回路の共振周波数によって決定される。共振周波数をｆｒとすれば、
となる。
【００７９】
本発明の電流共振型回路の発振周波数はParallel loaded serial
resonance回路の働きにより、上記の周波数か、または、少し低い周波数が発振周波数となる。
【００８０】
従来、固定周波数手段の他励型によって駆動される場合の二次側回路を例にとれば、二次側回路のこれらの定数は１４インチサイズのノート型パソコンの例では、放電管のインピーダンスＺは概ね１００ｋΩであり、インバータ回路の動作周波数は概ね６０ｋＨｚである。このような条件下では、漏れインダクタンスＬｓの適正値は２４０ｍＨ乃至２８０ｍＨであり、二次側容量の適正値は２５ｐＦ乃至３０ｐＦである。
【００８１】
これらのパラメータは液晶バックライトや面光源のサイズ、方式などによって適宜変わるが、上記の計算式はそのままあてはめられる。
【００８２】
図２は、駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の一実施例である。トランスＴ１はＬｓの漏れインダクタンス値を有する漏洩磁束型の昇圧トランスであり、Ｃｗはトランス二次巻線の分布容量であり、Ｃａは共振周波数の調整のために適宜接続される容量であり、Ｃｓは冷陰極管周辺に発生する寄生容量である。トランスＴ１のインダクタンスＬｓと、二次側回路に存在する容量成分であるＣｗ，Ｃａ、Ｃｓの合成の容量とは二次側回路の共振回路（Parallel
loaded serial resonance
circuit）を構成する。トランジスタＱ1、Ｑ2及びカップリングコンデンサCcはスイッチ・スナバ回路を構成している。スイッチ・スナバ回路は互いに極性の異なる一対のトランジスタＱ１，Ｑ２で構成される。トランジスタＱ２はカップリングコンデンサCcを介してトランジスタＱ１のコレクタと接続されている。巻線Ｗ１，Ｗ２は電流トランスを構成していて、W1が一次巻線、W2が二次巻線である。
【００８３】
このようにすると、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース同士を接続して駆動することができ、電流トランスの二次巻線W2は一つのみでスイッチ・スナバ回路を駆動することが可能となり、シンプルな構成の電流共振型の放電管用のインバータ回路が可能となる。
【００８４】
また、図３に示すように、電流トランスの挿入位置はトランスＴ１とスイッチ・スナバ回路の間に限らず、一次巻線W1の位置を入れ替えて電源と昇圧トランスＴ１との間に介しても作用は均等である。
【００８５】
なお、本回路は基本的に電流共振型回路であるので、起動手段がないとインバータ回路の発振が起動しない。起動回路は抵抗Ｒ１，容量Ｃ１，ダイオードＤ１，サイリスタＳ１で構成されるものであって、電流共振型回路において一般的なものであるが、その動作を述べれば、この起動回路は電源のＯＮにより抵抗Ｒ１を介して容量Ｃ１がチャージされ、サイリスタＳ１のブレークダウン電圧を越えると、容量Ｃ１からトランジスタＱ１のベースに電流が流れ、トランジスタＱ１が起動する。トランジスタＱ１が起動した後はダイオードＤ１を通じて容量Ｃ１の電圧が放電され、以後、起動回路は働かなくなる。
【００８６】
また、スイッチング手段はバイポーラ・トランジスタに限らず、電界効果トランジスタＦＥＴや集積バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴと置き換えても作用は均等である。また、電流トランスを他の電流検出手段と増幅回路に置き換えても作用は均等である。
【００８７】
図４は電流共振型回路の電流検出手段を昇圧トランスの二次側とした一例である。この例では二次側回路に適宜付加される補助的な共振コンデンサＣａのグラウンドＧＮＤ側を電流検出手段を介して接続することにより、その電流検出手段に生じる電圧をスイッチング手段の切り替えに利用している例である。電流検出手段は抵抗でも良く、また、電流トランスや電流検出素子と増幅回路でも良く、ともに作用と効果は均等である。
【００８８】
図５は図４に示す回路を具体的にスイッチ・スナバ型回路で構成したものであり、共振コンデンサＣａに流れる共振電流を電流検出手段Ｒ２で検出し、その電圧でスイッチング素子であるトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチングしている。該共振電流は共振コンデンサＣａ以外にも容量Ｃｗ及びＣｓにも流れるが、これらの容量成分は等価的には共振コンデンサＣａと並列に接続されているために、共振コンデンサＣａに流れる電流は全ての容量成分に流れる共振電流と位相が等しい。したがって、共振コンデンサＣａに流れる電流を検出すれば正確な共振電流の位相が検出できることになる。
【００８９】
この場合、起動回路は目的を達成するためのいずれの構成でも良いが、図５の例ではツェナーダイオードＺｄとサイリスタＳ１とで低い電圧からでも起動できるように構成している。Ｑ３はゲート接地されたスイッチであって、抵抗Ｒ２に負電圧が発生しスイッチング素子であるトランジスタＱ２をＯＮする際に起動回路が働かないように遮断するものである。
【００９０】
図６は昇圧トランスＴ１をチョークコイルＬｃとＬｓに置き換えたものである。この例の場合、インバータ回路の出力位相は反転しないので、トランジスタＱｖにより位相を反転している。
【００９１】
次に、図７に示す電流検出手段は昇圧トランスの二次巻線に流れる電流を検出するものであり、この検出信号によってスイッチング手段のスイッチングタイミングを決定するものである。
【００９２】
図８はこれを具体的にスイッチ・スナバ回路で構成したものである。
【００９３】
ここで、スイッチ・スナバ回路はＮチャンネル（またはＮＰＮ）のトランジスタの流通角を制御することにより電力制御が可能である。
【００９４】
そこで、冷陰極管の管電流を検出する整流回路を、図９に示すように、ダイオードＤ２とＤ３及び抵抗Ｒ４によって構成し、冷陰極管の管電流が増えると抵抗Ｒ４には負電位が発生するように構成し、この電位をスイッチ・スナバ回路のゲートに帰還させることにより、管電流帰還回路を構成することができる。
【００９５】
また、この管電流帰還回路に対して抵抗Ｒ６を介して直流電位を与えてやることにより調光回路を構成することもできる。
【００９６】
このように構成することで、管電流調光機能を有する冷陰極管用インバータ回路としては最も簡単な構成となり、このように簡単な構成でありながらも高性能のインバータ回路を実現することが可能である。
【００９７】
この場合、昇圧トランスの漏れインダクタンスＬｓ、或いは、直列共振用のチョークコイルＬｓの値を小さく設定し、相対的に共振コンデンサＣａの値を大きく設定することによって高いＱ値の共振回路を構成することが可能である。そのことにより、昇圧比を高くすることができるとともに、二次側回路に漏れる偶数次高調波を小さくすることもでき、管電流波形を正弦波に近いものとすることができる。
【００９８】
次に図１０は今まで述べた電流共振型のインバータ回路を主インバータ回路とし、これと一対をなす従インバータ回路を設けることによって従インバータ回路は主インバータ回路と同期発振をするものである。このように構成することによって冷陰極管を両側高電圧駆動することが容易になるものである。
【００９９】
電流共振型回路は負荷に流れる電流によって発振回路が起動するものであるから、起動回路は一方の側にあればよく、主回路のインバータ回路が起動することによって従回路のインバータ回路は自動的に起動されるものである。
【０１００】
上記の回路は一般的な電流共振型回路で構成しても良く、また、電流共振型回路の改良であるゼロ電流検出型自励発振回路（ゼロ電流スイッチング型）であっても構成可能である。
（作用）
【０１０１】
まず、電流共振型の駆動手段がなぜインバータ回路に高効率をもたらすかについての一般論について以下に述べる。
【０１０２】
図１１は従来の電流共振型回路による冷陰極管用インバータ回路における昇圧トランスと負荷である冷陰極管との関係を示したものであって、昇圧トランスの一次側駆動回路までを含めた二次側共振回路の等価回路を示す説明図である。この等価回路においては昇圧トランスを三端子等価回路で表してある。
【０１０３】
米国特許第６，１１４，８１４−Ｂ１号、同第６，６３３，１３８号や同第６，２５９，６１５号、及び、日本国特許公開公報２００２−２３３１５８ではこれをtank
circuitと称しており、日本国特開昭５９−０３２３７０号の共振回路、及び、本発明の発明者による日本国特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）、及び、特開２００３−１６８５８５においては共振回路と称しているものであるが、いずれも同じものを意味するものである。この場合、電流検出手段は昇圧トランスの一次側に設けられている。
【０１０４】
この図１１において、Ccは一次側のカップリングコンデンサであり、従来の電流共振型回路においては直流をカットする目的で、或いは、駆動手段がフルブリッジ（H-Bridge）回路である場合にはスイッチングのアンバランスによる直流成分をカットするために必要に応じて挿入されるものである。冷陰極管用のインバータ回路においては一般的には十分に大きな値を有することで共振に関与させない方が良い。なお、カップリングコンデンサCcを共振に関与させた場合にはインバータ回路の発熱が多くなり変換効率が低下する。
【０１０５】
Leはトランスの漏れインダクタンス（関係学会による呼称）であり、JIS測定法による漏れインダクタンス（JIS）Lsとは区別される。Mはトランスの相互インダクタンスである。Cｗはトランス二次巻線の分布容量、Caは共振周波数の調整のために適宜付加される共振容量、Csは放電管周辺に発生する寄生容量で、これらは合成されて二次側の共振容量を構成するものであり、Zは放電管のインピーダンスである。
【０１０６】
参考までに、トランスの巻線の自己インダクタンスをLo、結合係数をkとすると、これらの数値の間には次の関係がある。
Le＝k・Lo
M＝（1−k）・Lo
なお、一般的な電流共振型回路においては共振電流の検出手段はトランス一次側に配置され、トランス一次側の入力電流を検出するものである。
【０１０７】
この等価回路を用いて回路シミュレーションを行うと次のような結果が得られる。
即ち、この等価回路によりシミュレーションを行った場合、図１２の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図において、それぞれの横軸はインバータ回路の駆動周波数を表し、図１２（上）はトランス一次側から見た電圧と電流の位相関係を示した図であり、図１２（下）は放電管のインピーダンスZに与えられる電圧を表したものである。この図１２の中で、放電管のインピーダンスZは３段階に変化させている。ａがインピーダンス高、ｂがインピーダンス中、ｃがインピーダンス低の場合である。
【０１０８】
冷陰極管を駆動する場合の二次側の共振回路はParallel
loaded serial resonance回路と呼ばれるものであり、負荷に応じて昇圧作用を持つ。この場合、図１２（上）の図において、位相特性とゼロ度の線が交差した周波数において、インバータ回路の駆動周波数は決定される。これを詳しく見ると以下のようになる。
【０１０９】
放電管のインピーダンスZを高、中、低と変化させた場合の位相特性を見ると、共振回路のインピーダンスに比べて放電管のインピーダンスが低くなるに従い、図１２（上）で示されるように、図１１の電流検出手段１で検出される電流位相は共振電流の位相よりも遅れることになり、インバータ回路の発振周波数は共振回路の共振周波数よりも低い周波数で発振することになる。
【０１１０】
そして、インピーダンス小の場合にはゼロ度と交わる周波数がなくなってしまう。これは、従来の電流共振型インバータ回路においては、ある限界を超えて放電管のインピーダンスZが小さくなると発振の継続が不可能になってしまうことを示している。これはゼロ電流スイッチング型の駆動回路においては“暴走”と呼ばれる現象として公知であり、ゼロ電流スイッチング型の駆動手段の欠点とされている。ここで、放電管のインピーダンスが低い場合とは、すなわち、図１１の等価回路において共振回路のQ値が低いということである。
【０１１１】
つまり、電流共振型の回路とは図１２（上）の位相特性で示されるように、インバータ回路の発振周波数における昇圧トランス一次側の電圧位相と電流位相との間に位相差がない周波数を自動的に探して発振する回路であるということである。すなわち、電流共振型の回路は力率が良い周波数を選んで動作するものであり、その結果、昇圧トランスの一次巻線側には励磁電流がほとんど流れないことから、昇圧トランス一次巻線の銅損が減り、インバータ回路の変換効率が向上するものである。
【０１１２】
以上、従来の電流共振型回路によって、Parallel
loaded serial resonance回路を駆動した場合の作用について述べたが、次に本発明における電流共振型回路の作用について述べる。図１３は図４の回路を等価回路に置き換えたものであり、これをもとに回路シミュレーションを行うと次のようになる。
【０１１３】
図１４（上）及び図１４（下）において、横軸は周波数であり、図１４（上）は位相特性、図１４（下）は伝達特性を表している。ａは冷陰極管のインピーダンスが大、ｂはインピーダンスが中、ｃはインピーダンスが小の場合である。
【０１１４】
本発明の電流共振型回路においては共振用コンデンサＣａに流れる電流を検出することによってスイッチング手段の切り替えのタイミングを決定するものである。したがって、図１４（上）において、ａ，ｂ，ｃの位相特性がゼロ度と交わる周波数において、インバータ回路の動作周波数が決定される。
【０１１５】
また、負荷のインピーダンス、高、中、低のいずれの場合においてもインバータ回路の動作周波数が変わらないことが特徴である。
【０１１６】
さらに、従来の電流共振型回路と異なるのは、負荷のインピーダンスが小さく、共振回路のＱ値が低い場合においてもインバータ回路の発振の継続が可能であって、暴走現象がないという特徴も有するものである。したがって、負荷のインピーダンスが低い場合から高い場合まで幅広い負荷の範囲において安定した動作が期待できるものである。
【０１１７】
次に、スイッチ・スナバ回路について補足までに述べれば、従来のスイッチ・スナバ回路の動作については図１５に示す文献「コロナ社刊スイッチングコンバータの基礎」などにより公知である。これらの回路は従来からDC-DCコンバータなどに多用されているものである。ただし、これらの使用法はいずれもトランスの二次側回路に直列共振回路を設けてその効果を利用するものではない。
【０１１８】
本発明においては図４に示すごとく二次側回路に設けられた共振用コンデンサに流れる電流を検出するものである。この原理に基づいて、本発明におけるスイッチ・スナバ回路で構成した場合のインバータ回路の作用について以下に述べる。
【０１１９】
図５に基づいて説明すれば、Ｒ２は電流検出手段であり、共振用コンデンサＣａに流れる電流を検出する。電流検出手段Ｒ２に発生した電圧はスイッチング手段であるトランジスタＱ１、Ｑ２のゲートに与えられる。この場合、電流検出手段Ｒ２に発生する電圧が正であればトランジスタＱ１がＯＮし、電流検出手段Ｒ２に発生する電圧が負であればトランジスタＱ２がＯＮする。従って、電流検出手段Ｒ２がゼロ電位に接続されている場合、共振容量Ｃａに流れる共振電流の位相に応じてトランジスタＱ１とＱ２が交互にＯＮするので、トランジスタＱ１のＯＮ時間とトランジスタＱ２のＯＮ時間とは等しくなる。
【０１２０】
また、本発明においては昇圧トランスの二次側回路を共振させるものであるから、従来のDC-DCコンバータに使用されているスイッチ・スナバ回路における電流の流れ方とは少し異なってくる。以下にそれを説明する。
【０１２１】
図１６は、電流検出手段であるＲ２に正の位相の電圧が発生している場合の電流の流れ方を示す説明図である。この場合、スイッチング手段のトランジスタＱ１がＯＮになる。トランジスタＱ１には最初に逆方向の電流ｉ１が流れた後、順方向の電流ｉ２が流れる。
【０１２２】
次に、電流検出手段Ｒ２の電圧が負になると、トランジスタＱ１はＯＦＦし、トランジスタＱ２がＯＮになる。すると、図１７に示すように、トランジスタＱ２には逆方向の電流が流れるため、この電流によりカップリングコンデンサＣｃはチャージされ、この部分の電圧は電源電圧よりも高くなる。この場合、Ｑ２はＰチャンネルタイプのトランジスタであるからＧＮＤから電源に向かって流れる電流が順方向電流である。
【０１２３】
そして、次に、図１８に示すように、トランジスタＱ２に順方向の電流が流れることによって、トランスＴ１の磁束はリセットされる。この動作を繰り返すことにより、カップリングコンデンサＣｃの電位は上昇して一定の電位に保たれる。その結果、昇圧トランス一次巻線の電圧は、電源電圧よりも若干高い電圧で駆動されることになるために、スイッチ・スナバ回路による駆動方式は電源電圧の利用効率が高い。
【０１２４】
また、必要な電圧を得るための変成比を小さくすることができるので、昇圧トランスのさらなる小型化が可能となる。また、上記の動作は昇圧トランスをチョークコイルに変えても同様である。
【０１２５】
また、スイッチ・スナバ回路はトランジスタＱ１の流通角を制御することにより電力制御が可能である。すなわち、電流検出手段Ｒ２に直流電位を与えることにより、電力制御を行うことができる。
【０１２６】
図１９は図９の回路の各部の電圧波形を示す図である。この図に基づいて説明すると、以下のようになる。
電流検出手段Ｒ２に対して正電位を与えると、トランジスタＱ１がＯＮしている時間、即ち、流通角が広くなる。そのため、トランスＴ１を流れる電流は大きくなり、トランジスタＱ１がＯＦＦした後、トランジスタＱ２がＯＮした際にカップリングコンデンサＣｃに蓄積される電位は高くなる。その結果、昇圧トランスを高い電圧で駆動していることになり、駆動電力は大きくなる。
【０１２７】
逆に、電流検出手段Ｒ２に対して負電位を与えると、トランジスタＱ１のＯＮ時間は短くなり、流通角は狭くなる。その結果、駆動電力は小さくなる。
【０１２８】
図９に示す回路の場合、ダイオードＤ２、Ｄ３は、放電管の管電流が大きくなるほど負電位が大きくなるように構成してある。その結果、管電流が大きくなるほど電流検出手段Ｒ２を介してトランジスタＱ１の流通角を狭くするため、電力が制限されて管電流が少なくなる方向に調整される。即ち、この回路は管電流の負帰還回路を構成しているわけである。
【０１２９】
図１９において、ｉＴ１はトランス一次巻線に流れる電流であって電流検出手段Ｒ２に発生する電圧位相よりもわずかに遅延するが、ほぼ等しいと考えてよい。Ｑ１、Ｑ２のスイッチングタイミングは電流検出手段Ｒ２に生じる電圧と抵抗Ｒ４に生じる負電位との関係で決定される。Ｑ１がＯＮとなるタイミングとは、即ち、昇圧トランスＴ１の一次巻線に与えられる電圧の位相が等しいわけであるから、図９の関係からも明らかなように、昇圧トランスＴ１に流れる電流ｉＴ１と昇圧トランスＴ１の一次巻線に与えられる電圧の実行値の位相は近い。つまり、これは力率が非常に良いことを意味する。また、同時に励磁電流がほとんど流れないことを意味する。
【０１３０】
励磁電流がほとんど流れないということは、理想的な条件下で駆動される限り、昇圧トランスの一次巻線の自己インダクタンスは小さくても良いことになり、これは、放電管用の昇圧トランスの設計概念を抜本的に変えることにつながる。即ち、コア材の透磁率は従来よりも低くてよく、トランスの一次巻線、及び、二次巻線の巻数は従来よりも少なくて良い。特に、トランス二次巻線の巻数が多すぎる場合、特許第２７３３８１７号及び特願２００３−３６５３２６で開示するように、トランス二次巻線の分布定数性によって密結合/疎結合の構成（即ち1/4λの自己共振）が生じ、これらの自己共振現象は放電管用の昇圧トランスにおける二次巻線の巻数の最大値を決定する重要なパラメータとなっているために、トランス二次巻線の巻数を少なくできることは重要な意味がある。特願２００３−３６５３２６に開示する趣旨を勘案すれば、小さい形状で、より大きな電力を変換できる昇圧トランスが実現できることを示唆している。
【０１３１】
次に、図７の電流検出手段に基づいた電流共振型回路の作用について述べる。
図２０は図７の回路を等価回路に置き換えたものである。電流検出手段は昇圧トランス二次巻線のGND側に取り付けても高圧側に取り付けても回路シミュレーション上においては等価である。
【０１３２】
これをもとに回路シミュレーションを行うと次のようになる。
図２１（上）および図２１（下）において、横軸は周波数であり、図２１（上）は前記図１４（上）同様に位相特性、図２１（下）は前記図１４（下）同様に伝達特性を表している。ａは冷陰極管のインピーダンスが大、ｂはインピーダンスが中、ｃはインピーダンスが小の場合である。
【０１３３】
本発明の電流共振型回路においては昇圧トランスの二次巻線に流れる電流を検出することによってスイッチング手段の切り替えのタイミングを決定するものである。従って、図２１（上）において、ａ，ｂ，ｃの位相特性がゼロ度と交わる周波数において、インバータ回路の動作周波数が決定される。
【０１３４】
また、負荷のインピーダンス、高、中、低と低くなるにしたがって、インバータ回路の駆動周波数が低くなることが特徴である。ここで、従来の電流共振型回路と異なるのは、負荷のインピーダンスが小さく、共振回路のＱ値が低い場合においてもインバータ回路の発振の継続が可能であって、暴走現象がないという特徴も有するものである。従って、負荷のインピーダンスが低い場合から高い場合まで幅広い負荷の範囲において安定した動作が期待できるものである。
【０１３５】
次に、本発明の電力制御手段についてその作用を説明する。
本発明においては電力制御を行わない場合のみならず、電力制御手段においても力率を変化させないものである。本発明の電力制御手段を図２２および図２３に示す。
【０１３６】
図２２は流通角を狭くしてインバータ回路の電力を小さくした場合であり、図２３は流通角を広くしてインバータ回路の電力を大きくした場合である。電圧波形は電流波形のピークを中心に流通角が変化して電力を制御する。どちらの場合も破線で示す電圧実効値の位相と電流の位相とがほぼ等しくなるように制御されるため、常に昇圧トランス一次巻線側から見た力率が良い。
【０１３７】
これは励磁電流がほとんど流れないことを意味する。励磁電流がほとんど流れないということは、理想的な条件下で駆動される限り、昇圧トランスの一次巻線の自己インダクタンスは小さくても良いことになり、これは放電管用の昇圧トランスの設計概念を抜本的に変えることにつながる。
【０１３８】
即ち、コア材の透磁率は従来よりも低くてよく、トランスの一次巻線及び二次巻線の巻数は従来のトランスよりも少なくて良い。特にトランス二次巻線の巻数が多すぎる場合、特許第２７３３８１７号及び特願２００３−３６５３２６で開示するように、トランス二次巻線の分布定数性によって密結合/疎結合の構成（即ち1/4λの自己共振）が生じ、これらの自己共振現象は放電管用の昇圧トランスにおける二次巻線の巻数の最大値を決定する重要なパラメータとなっているため、二次巻線の巻数を少なくできることは重要な意味がある。特願２００３−３６５３２６に開示する趣旨を勘案すれば、小さい形状で、より大きな電力を変換できる昇圧トランスが実現できることを示唆している。
［発明の効果］
【０１３９】
本発明によれば、従来のコレクタ共振型回路と比較しても遜色のない簡便な回路でありながら、インバータ回路の変換効率を大幅に向上させることができる。その結果、インバータ回路の発熱を低減させることができる。
【０１４０】
また、本発明の基本的な趣旨を応用して集積回路を構成することも可能であり、その場合のIC内部の回路構成も非常にシンプルなものになるため、非常にローコストな回路を構成することが可能である。
【０１４１】
また、インバータ回路の動作周波数は二次側の共振回路の共振周波数が正確に反映されるために、寄生容量の変動などによる周波数ずれにも対処することが容易になり、インバータ回路の信頼性が向上する。
【０１４２】
また、放電管周辺に発生する寄生容量の値は二次側回路の共振周波数を定める重要なパラメータであるにもかかわらず、本発明出願時点において、いまだに仕様化される様子が見られない。
【０１４３】
これらは工業の発展上大きな問題であるが、本発明によれば、電流共振型の回路が自動的に最適な駆動周波数を探してくれるため、それらの重要なパラメータが未開示であってもインバータ回路は容易に動作する。
【０１４４】
また、当業者に対して二次側回路の放電管周辺寄生容量の重要さに関する啓発も同時に行えるものと考えられる。
【０１４５】
また、本発明によれば、二次側の共振回路のQ値を高く設定することができるので、インバータ回路の動作周波数を安定化させることができ、電力制御を行っても周波数変動の少ないインバータ回路を実現することができる。
【０１４６】
また、同時にトランスも小型化される。逆に、従来のコレクタ共振型回路で使用されていたトランスと同じ外径寸法のものを用いた場合には、概ね５０％ないし１００％大きい電力で使用することが可能となる。この場合、トランス二次巻線の巻き数を変更し、適度な漏れインダクタンス値を有するように変更する必要があることは言うまでもない。このようにして実現されたトランスは外径寸法形状が従来型と同じであるが、電気的特性が全く異なるものになることもまた言うまでもないことである。
【０１４７】
主回路と従回路で構成する両側高圧駆動のインバータ回路においては、放電管の両極を同期制御する必要がなく、インバータ回路の構成は単純になった。
【０１４８】
また、一つのインバータ回路で同時に多数の放電管を点灯する場合においても、二次側回路のQ値が高く設定できるので、一つの回路で多数の放電管を点灯させるための回路が容易に実現できるようになった。
【０１４９】
また、外部電極冷陰極管（ＥＥＦＬ）などの駆動においても共振昇圧により高い電圧で駆動できるとともに、高い効率で駆動できるインバータ回路を実現できるようになった。
【図面の簡単な説明】
【０１５０】
【図１】本発明に係る共振回路の等価回路を示す説明図である。
【図２】本発明に係る駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の一実施例を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係る駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の他の実施例を示す回路構成図である。
【図４】本発明に係る電流共振型回路の更に他の実施例を示す回路構成図である。
【図５】本発明に係る駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の更に他の実施例を示す回路構成図である。
【図６】本発明に係る駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の更に他の実施例を示す回路構成図である。
【図７】本発明に係る電流共振型回路の更に他の実施例を示す回路構成図である。
【図８】本発明に係る駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の更に他の実施例を示す回路構成図である。
【図９】本発明に係る駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の更に他の実施例を示す回路構成図である。
【図１０】本発明に係る駆動回路をスイッチ・スナバ型回路で構成した電流共振型回路の更に他の実施例を示す回路構成図であって、冷陰極管を両側高電圧駆動することを容易にしたものである。
【図１１】本発明に係る昇圧トランスの一次側駆動回路までを含めた二次側共振回路の等価回路を示す説明図である。
【図１２】図１１の等価回路によりシミュレーションを行った場合の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図であって、横軸は周波数である。
【図１３】図４の回路の等価回路を示す説明図である。
【図１４】図１３の等価回路によりシミュレーションを行った場合の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図であって、横軸は周波数である。
【図１５】スイッチ・スナバ回路が公知であることを示す文献の一例である。
【図１６】本発明に係る一例の電流共振型回路の電流検出手段に正の位相の電圧が発生してスイッチング手段のトランジスタＱ１がＯＮになった場合の電流の流れ方を説明する回路図である。
【図１７】本発明に係る一例の電流共振型回路の電流検出手段に負の位相の電圧が発生してスイッチング手段のトランジスタＱ１がＯＦＦし、トランジスタＱ２がＯＮになって逆方向の電流が流れ、この電流によりカップリングコンデンサＣｃがチャージする場合の電流の流れ方を説明する回路図である。
【図１８】本発明に係る一例の電流共振型回路の電流検出手段に負の位相の電圧が発生してスイッチング手段のトランジスタＱ１がＯＦＦし、トランジスタＱ２がＯＮになって逆方向の電流が流れ、この電流によりカップリングコンデンサＣｃがチャージした後、トランジスタＱ２に順方向の電流が流れる場合の電流の流れ方を説明する回路図である。
【図１９】図９の回路の各部の制御波形とその位相関係を示す説明図である。
【図２０】図７の回路の等価回路を示す説明図である。
【図２１】図２０の等価回路によりシミュレーションを行った場合の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図であって、横軸は周波数である。
【図２２】本発明の電圧実効値と電流の位相の関係を示し、流通角を狭くしてインバータ回路の電力を小さくした場合の電力制御手段である。
【図２３】本発明の電圧実効値と電流の位相の関係を示し、流通角を広くしてインバータ回路の電力を大きくした場合の電力制御手段である。
【図２４】従来のコレクタ共振型のインバータ回路を示す回路構成図である。
【図２５】従来の冷陰極管用インバータ回路の一例を示す回路構成図である。
【図２６】図２５に示すインバータ回路の二次側回路の共振周波数が一次側回路の発振周波数の３倍であることを説明する説明図である。
【図２７】図２５に示すインバータ回路の発振周波数と３次の高調波が合成されて台形の波形が生成されることを説明する説明図である。
【図２８】図２５に示すインバータ回路の実際の３倍共振型回路の冷陰極管に流れる電流波形を示す説明図である。
【図２９】従来の３倍共振に用いられるものであって、磁路構造がクローズしながら磁束漏れの多いトランスの一例を示す説明図である。
【図３０】時代と共にfoとfrとの関係が変遷してきたことを説明する説明図であって、foはインバータ回路の駆動周波数、frは二次側回路の共振周波数である。
【図３１】従来のインバータ回路の一例において、駆動手段側から見た力率改善の手法を説明する説明図である。
【図３２】従来の代表的なゼロ電流スイッチング型の回路例である。
【図３３】従来のゼロ電流スイッチング型回路の動作を説明する制御波形とその位相関係を示す説明図であり、Fig.１１Ａ、Ｂは電力制御を全く行っていない状態、Fig.１１Ｃ、Ｄは電力制御を行った状態を示している。
【図３４】従来のゼロ電流スイッチング型回路の動作を説明する制御波形とその位相関係を示す説明図であり、Fig.１１Ｅ、Ｆは電圧実効値の位相が電流実効値の位相よりも進んだ状態でゼロ電流スイッチング動作をさせようとした場合、Fig.１２Ａ、Ｂはゼロ電流スイッチング動作ではない制御の場合を示している。
【図３５】従来の熱陰極管用として公知な電流共振型回路の一例を示す回路構成図である。
【図３６】従来の電流共振型回路とDC-DCコンバータ回路と漏洩磁束型トランスとを組み合わせた冷陰極管用インバータ回路の調光回路の一例を示す回路構成図である。
【図３７】従来のゼロ電流スイッチング型回路において、ゼロ電流を検出してスイッチング手段をＯＮした後、一定時間後にスイッチング手段をＯＦＦする方法を示す説明図である。
【図３８】従来のゼロ電流スイッチング型回路であって、ＲＳフリップフロップはゼロ電流でセットされ、一定時間後にリセットされることを示す説明図である。
【図３９】近年本発明の発明者が発明した、電流共振型の放電管用インバータ回路の一例を示す回路構成図である。
【図４０】従来の電流共振型回路をハーフ・ブリッジ型回路で構成した場合の冷陰極管点灯用のインバータ回路を説明する回路構成図である。
【図４１】従来のハーフ・ブリッジ型回路の電源電圧の利用効率を説明する説明図である。
【図４２】従来のゼロ電流スイッチング型回路において、電力大の場合の昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧と電流との関係を模式的に示す位相図である。
【図４３】従来のゼロ電流スイッチング型回路において、電力小の場合の昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧と電流との関係を模式的に示す位相図である。
【図４４】従来のゼロ電流スイッチング型回路において、電圧実効値の位相に比べて電流波形の位相がどれだけ遅延するかについて、遅延角と流通角（デューティー比）との関係を示す説明図である。
【図４５】従来のゼロ電流スイッチング回路において、遅延角によりインバータ回路の動作周波数が決定されることを説明する説明図である。
【図４６】従来のゼロ電流スイッチング回路において、一次側換算した負荷電流をａとしたときの力率について検討した図である。
【図４７】図４６の力率について検討する場合の一次側換算負荷電流、励磁電流、一次巻線電流の関係を示す説明図である。
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